1 引言
目前，PWM功率變換技術得到了廣泛的應用。對于工作在硬開關狀態(tài)下的PWM逆變器，由于其開關損耗大，并且產生嚴重EMI，難以滿足開關電源高頻化、綠色化的要求。為克服硬開關的不足，軟開關技術得到迅速的發(fā)展，特別是DC/DC變換器移相軟開關技術已趨于成熟。但對于DC/AC變換器，由于考慮其輸出波形質量等因素，目前，還沒有真正意義上的軟開關產品出現(xiàn)。雖然也出現(xiàn)過一些DC/AC變換器拓撲和軟開關控制技術[1][2][3]，但這些方法還不能真正走向實用。
文獻[4]介紹了用諧振電路實現(xiàn)軟開關，是一種比較好的方法，然而這一技術需要跟蹤電路中的電壓和電流，在電壓和電流過零處實現(xiàn)軟開關，這必然使電路變得復雜。為較好地解決這一難題，文獻[5]介紹了利用電感換流的非諧振軟開關PWM技術，然而這一技術只適用于雙極性電壓控制的DC/AC變換器電路。在分析文獻[5]的基礎上，本文設計出了一種適用單極倍頻SPWM[6]軟開關DC/AC變換器電路。
2 單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器主電路
2.1 主電路結構
圖1所示為新型單極倍頻SPWM軟開關DC/AC逆變器主電路原理圖。圖2為其主要工作波形。該電路在硬開關SPWMDC/AC逆變器的基礎上添加了電容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2電感Lr1，Lr2，其中電容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，電感Lr1=Lr2，大容量電解電容CE1=CE2視為恒壓源。這些元件為電路中的4只功率管實現(xiàn)零電壓開關(ZVS)創(chuàng)造了條件。
圖1 主電路結構
圖2 主電路主要工作波形
2.2 軟開關的實現(xiàn)原理
單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器主電路輸出電壓，在正半周只有正脈沖電壓，在負半周只有負脈沖電壓。當S1及S4同時開通時主電路輸出正電壓脈沖；，當S2及S3同時開通時主電路輸出負電壓脈沖。本文以輸出電壓的正半周的一個開關周期為例進行說明。
以下公式中的電壓、電流方向以圖1中的參考方向為準。并假設負載電流io連續(xù)。
1）工作模式1（t0－t1時間段）
在這一時間段中S1及S3導通，S2及S4關閉，iLr1從電源ED的正極經過S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的負極并逐漸增大；同時電容CE1經過S3，Cr2，Lr2繼續(xù)放電，放電電流iLr2繼續(xù)上升，在t1時刻iLr2達到最大，即
iLr2(ωt1)=αIomsinωt1－
(1－α2sin2ωt1)（1）
式中：α為調制比；
Iom為負載電流最大值，Iom=ED/RL；
ω=2πfc，fc為載波頻率。
對應的等效電路拓撲見圖3（a）。
2）工作模式2（t1－t2時間段）
在此時間段，功率管S1繼續(xù)導通，iLr1繼續(xù)增大。t1時刻S3關斷，集電極電流i3從開關管S3轉換到緩沖電容C3，為C3充電，C3上的電壓從零開始上升，S3實現(xiàn)零電壓關斷；同時，存儲在C4上的能量通過Cr2，Lr2,CE2回路放電，其等效電路拓撲如圖3(b)。從圖可看出，C3充電回路與C4放電回路參數(shù)相同。因此，在t=t2時刻，vC3=ED，vC4=0。充放電時間t21為
t21=t2－t1=
（2）
3）工作模式3（t2－t3時間段）
在t=t2時刻D4導通，為循環(huán)電流iL2的續(xù)流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的觸發(fā)信號到來，S4實現(xiàn)零電壓開通。其等效拓撲如圖3(c)所示。
4）工作模式4（t3－t4時間段）
在t3時刻S4零電壓開通。循環(huán)電流iL2繼續(xù)通過D4續(xù)流，在t4時刻續(xù)流完畢。續(xù)流時間t41為
t41=t4－t1=－
（3）
其等效電路拓撲如圖3(d)。
5）工作模式5（t4－t5時間段）
t4時刻后，S4的集電極電流從零開始上升。電源ED為負載提供能量。其等效電路拓撲如圖3(d)。
(a) t0－t1
(b) t1－t2
(c) t2－t3
(d) t3－t4
圖3 各種模式下的等效電路拓撲
在t5時刻，S1關斷，緩沖電容C1的存在，S1實現(xiàn)零電壓關斷。t5時刻之后，電路進入開關周期的下半周期，其工作模式同上。
2.3 電路特性討論
1）主電路中不需要任何電壓/電流檢測裝置來實現(xiàn)開關管軟開通。
2）由于開關管實現(xiàn)軟開關，所以逆變器的輸出電壓波形不會因為死區(qū)時間td的存在而發(fā)生畸變。
3）不會因為同一橋臂的兩個二極管的反向恢復電流而導致橋臂直通。
4）控制電路采用單極倍頻電壓控制信號，主電路在一個周期中各個時間段過渡時，僅有一個開關管的狀態(tài)發(fā)生改變，這就降低了在產生一定的脈波數(shù)時開關的動作次數(shù)，或者說用同樣的開關頻率可以把輸出電壓中脈波數(shù)提高一倍，這對減小開關損耗，提高逆變器的工作效率都是有好處的。
5）在主電路的SPWM輸出電壓波形中，正向只有正電壓脈沖，負向只有負電壓脈沖，這對減小輸出濾波參數(shù)，提高輸出波形質量是有好處的。
由于單極倍頻SPWM軟開關DC/AC變換器的超前橋臂控制信號與滯后橋臂的控制信號相差180°，所以超前臂的開關動作與滯后臂相對獨立。這為各橋臂上的驅動信號相差120°的，三相逆變器電感換流調頻軟開關技術的進一步研究，打下了較好的基礎。
3 主要參數(shù)設計
3.1 電感Lr1(Lr2)的設計
由2.3的分析知
≥td（4）
將式（1）代入式（4）并整理有
Lr2≤(1－α)(1＋α－4fctd)
（5）
3.2 電容Cr1(Cr2)的設計
由2.2的工作過程分析可知，在緩沖電容C3及C4充放電時間很短的情況下，圖1等效拓撲如圖4所示。
圖4 等效電路拓撲
根據(jù)等效拓撲，有式（6）成立
di3/dt=（ED－vCr2）/Lr2;dvCr2/dt=iLr2/Cr2(6)
進一步得到i3的最大值為
i3max=ED/4fcLr2（1＋1/48fc2Lr2Cr2）(7)
由式(7)可知，為了盡可能最大限度向負載傳輸能量，集電極電流i3應盡可能大，所以，Cr2越小越好。然而Cr2太小諧振阻抗太大，續(xù)流時間太長，將影響驅動信號，開關管的占空比將嚴重丟失，輸出功率降低。為兼顧二者，在實際中一般取1/48fc2Lr2Cr2≤0.1，所以
Cr2≥5/24fc2Lr2（8）
3.3 緩沖電容C1(C2，C3，C4)的設計
當緩沖電容C1太大時，充放電時間常數(shù)較長，若充放電時間大于死區(qū)時間td，將產生橋臂直通現(xiàn)象。為確保此現(xiàn)象不發(fā)生，所以緩沖電容取值不能太大。
由式（2）有
≤td（9）
當sinωt=1時iL2最小，式（9）的左邊最大，將式（1）代入（9）有
C1≤td
（10）
4 實驗波形及結語
依據(jù)上述分析和參數(shù)設計，以圖1為主電路進行了實驗。具體線路參數(shù)為：開關頻率f=12.5kHz，主功率管選用1MBH60D-100型號的IGBT，調制比α=0.8，緩沖電容C1=C2=C3=C4=18nF，Cr1=Cr2=16.7μF，Lr1=Lr2=80μH，Lf=1.0mH，Cf=18μF，RL=10Ω。圖5－圖8為實驗所得波形。
圖5 S1（S2）的驅動波形和管壓降波形
圖6 S3（S4）的驅動波形和管壓降波形
圖7 單極倍頻硬開關DC/AC逆變器的輸出電壓波形
圖8 單極倍頻軟開關DC/AC逆變器的輸出電壓波形
圖5及圖6給出了主電路中開關管的管壓降和驅動信號的波形（圖中：1—驅動信號波形，2—開關管管壓降波形），圖7給出了硬開關DC/AC變換器的輸出電壓波形，圖8給出了軟開關DC/AC變換器的輸出電壓波形。
由圖5及圖6可知在開關管的驅動信號到來之前，開關管兩端的壓降已為零，開關管實現(xiàn)了零電壓開通；驅動信號關斷后，開關管兩端的電壓還維持于零,開關管實現(xiàn)了零電壓關斷。
由圖7及圖8可知在未實現(xiàn)軟開關時，主電路的輸出電壓波形質量較差，并且有較大的“毛刺”（開關管在進行開關動作時產生），這些“毛刺”的存在將對電路自身和周圍其它電路和用電器產生嚴重的電磁干擾（EMI）；在加入軟開關電路后，輸出電壓波形質量有了很大改善，并且無任何“毛刺”，較好地抑制了電磁干擾（EMI）。