1 引言
在船舶電站中需要用到的高質(zhì)量直流電，是由交流發(fā)電機發(fā)出的交流電通過整流得到。目前，在船舶電站中，廣泛應(yīng)用的為同步電機發(fā)電系統(tǒng)，若采用異步電機發(fā)電系統(tǒng)整流得到直流電，與同步發(fā)電機相比，具有功率密度高，結(jié)構(gòu)簡單，機械強度高，制造成本低，維護方便等突出的優(yōu)點。但感應(yīng)電機作為發(fā)電機單機運行時，必須依靠轉(zhuǎn)子剩磁，通過在感應(yīng)電機定子端并聯(lián)適當?shù)碾娙萜髯詣罱▔?，在加負載時，引起發(fā)電機的端電壓下降，端電壓的降低，導致了勵磁的容性電流減小，使端電壓進一步下降，因此，異步發(fā)電機在突加負載時端電壓會下降很快，在突加重載時可能導致電壓的崩潰。在感應(yīng)發(fā)電機中，要穩(wěn)定端電壓，就必須對容性勵磁電流加以控制，但異步機不同于同步機，它的容性勵磁電流和產(chǎn)生功率的有功電流是耦合在一起的，這給控制帶來了困難。本文針對帶整流橋負載的雙繞組異步發(fā)電機提出了穩(wěn)定整流橋直流側(cè)電壓的一種勵磁控制方法。
2 勵磁控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)
在本文所提的雙繞組發(fā)電機中，有兩套三相定子繞組，一套繞組對負載提供功率，稱為功率繞組，另一套接靜止無功發(fā)生器（SVG）來補償功率繞組所并電容器產(chǎn)生的容性無功勵磁電流的變化，稱為控制繞組。由于共用同一個磁場，在兩套繞組中，感應(yīng)出的電動勢的頻率是相同的，當負載發(fā)生變化時由于所需的電磁轉(zhuǎn)矩不同，轉(zhuǎn)差率必然發(fā)生改變，發(fā)出的交流電的頻率也發(fā)生變化，經(jīng)過過渡過程穩(wěn)定后，對于一個確定的輸出功率必然對應(yīng)一個確定的頻率。因此本文所提的控制思路為：檢測控制繞組中基波電壓的頻率作為應(yīng)補償?shù)膭畲烹娏鞯念l率，將功率繞組整流側(cè)的實際電壓和參考電壓作比較后，經(jīng)PI調(diào)節(jié)后確定SVG發(fā)出的勵磁電流的幅值大小，這樣就可以實現(xiàn)在負載變化時，對控制繞組中所需的勵磁電流的大小和頻率進行連續(xù)調(diào)節(jié)，達到穩(wěn)定直流側(cè)電壓的目的，并獲得好的動態(tài)響應(yīng)過程。
整個控制方案如圖1所示，具體控制過程如下文所述。
圖1 異步發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖
在圖1中設(shè)畸變的控制繞組端電壓為
(1)
式中：En,θn為各次電壓有效值和初相角，其中θ1=0。
2.1 產(chǎn)生所需的參考勵磁補償電流i＊c1的指令
電路采用鎖相環(huán)（PLL）實時跟蹤控制繞組側(cè)相電壓eca的基波相位ωt,通過將其相位超前π/2，得到所需的勵磁無功相位；把整流橋直流側(cè)的實際電壓udc與參考指定電壓udc＊作比較后經(jīng)PI調(diào)節(jié)得到所需勵磁電流的幅值Im,這樣就確定了參考勵磁補償電流i＊c1的相位和幅值，也就確定了
。
（2）
2.2 靜止無功發(fā)生器直流側(cè)電容電壓Uc的穩(wěn)定
要使SVG能正常地工作，就必須維持SVG直流側(cè)電容上工作電壓的穩(wěn)定。根據(jù)三相電路的瞬時無功理論可知，a，b，c三相的瞬時有功功率分別為
（3）
式中：
（4）
由式（3）及式（4）得
pa＋pb＋pc=p；qa＋qb＋qc=0 （5）
由以上分析可知，各相的瞬時無功功率之和為0，但在單獨觀察某一相時，其瞬時無功功率不為0，這表明各相瞬時無功功率只是在三相之間交換，其交換的強度由q表征，因此，對于SVG而言，瞬時無功功率不會導致交流側(cè)和直流側(cè)之間的能量交換?？紤]到直流側(cè)電路的損耗，不對電容器的電壓加以控制的話，電容器上的工作電壓就不能維持，就必須引入適當?shù)挠泄﹄娏髯尳涣骱椭绷鱾?cè)交換一定的能量。在本文提及的控制方案中，采用電容器上電壓的實際值uc與參考值uc＊作比較后，經(jīng)PI調(diào)節(jié)得到所需的有功電流的幅值ip，通過PLL實時跟蹤eca的基波相位ωt,得到控制直流側(cè)電容電壓穩(wěn)定所需的有功電流相位，這樣通過確定其相位和幅值就確定了控制SVG直流側(cè)電容電壓的指令電流信號
。
（6）
2.3 控制SVG的PWM信號的形成
在圖1中SVG需要產(chǎn)生電流的參考信號i＊c為
i＊c=i＊c1＋i＊uc （7）
把i＊c和實測的ic信號通過電流跟蹤控制電路產(chǎn)生PWM信號，再讓PWM信號經(jīng)過驅(qū)動電路控制SVG中主電路的工作。
（8）
3 穩(wěn)態(tài)實驗結(jié)果及仿真試驗結(jié)果
3.1 雙繞組異步發(fā)電系統(tǒng)參數(shù)
發(fā)電機空載特性如圖2所示。
圖2 發(fā)電機空載特生
在仿真試驗中，電機模型的建立采用圖2所示的發(fā)電機空載曲線，兩套繞組錯開90°，并折算成具有相同的參數(shù)。
原動機轉(zhuǎn)速n=1500r/min；
發(fā)電機極對數(shù)p=2；
定子電阻R1=0.665Ω；
轉(zhuǎn)子折算到定子側(cè)電阻R2=0.374Ω；
定子漏感L11=9mH；
轉(zhuǎn)子折算到定子側(cè)漏感L12=9mH；
整流橋直流側(cè)參考電壓U＊dc=500V；
SVG電容電流參考值U＊c=700V；
自勵電容C=100μF；
SVG直流側(cè)電容Cc=100μF；
連接SVG和控制繞組之間的工作電感Ls=10mH。
3.2 穩(wěn)態(tài)時的實驗結(jié)果與仿真結(jié)果
圖3表示了穩(wěn)態(tài)時整流橋直流側(cè)電壓與電流的仿真和實驗的對比曲線;圖4表示了穩(wěn)態(tài)時發(fā)電機交流側(cè)基波頻率與整流橋直流側(cè)電流的仿真和實驗對比曲線。從圖3與圖4可以看到實驗曲線和仿真曲線很吻合，這就驗證了所建仿真模型的穩(wěn)態(tài)正確性。
圖3 整流橋負載特性圖
圖4 直流電流與系統(tǒng)頻率關(guān)系圖
3.3 對發(fā)電機不加控制時的加載和卸載仿真波形
3.3.1 整流橋直流側(cè)突加和突卸40Ω負載
對發(fā)電機不加控制時，從圖5與圖6可以看出在3.5s時突加40Ω負載，交流側(cè)電壓基波頻率下降，整流橋直流側(cè)電壓下掉約20V，當在7s時卸載，頻率能恢復，電壓能在超調(diào)約50V恢復。
圖5 PLL跟蹤的交流側(cè)電壓基波頻率輸出
圖6整流橋直流側(cè)電壓
3.3.2 整流橋直流側(cè)突加和突卸20Ω負載
對發(fā)電機不加控制時，從圖7與圖8可以看出在3.5s時突加20Ω負載，交流側(cè)電壓基波頻率下降，整流橋直流側(cè)電壓下掉約170V,當在7s時卸載，頻率能恢復，電壓雖然能恢復，但恢復時間較長。
圖7 PLL跟蹤的交流側(cè)電壓基波頻率輸出
圖8 整流橋直流側(cè)電壓 3.4 對發(fā)電機采用SVG補償容性勵磁無功的加載和卸載仿真波形
對發(fā)電機控制繞組采用SVG補償容性勵磁無功電流，在整流橋直流側(cè)突加和突卸負載時，從圖9到圖14可以看出，整流橋直流側(cè)電壓對負載的大小不敏感，對于突加和突卸40Ω和20Ω負載，都能經(jīng)過一個較短的過渡時間后保持直流電壓的穩(wěn)定；PLL跟蹤的交流側(cè)電壓基波頻率隨著負載的改變而改變，進入穩(wěn)定后，40Ω和20Ω是分別對應(yīng)了一個確定的頻率；SVG直流側(cè)電容除了在電容充電階段有一個過沖外，以后都能穩(wěn)定在指定的700V附近。
圖9 PLL跟蹤的交流側(cè)電壓基波頻率輸出（突加與突卸40Ω負載）
圖10 PLL跟蹤的交流側(cè)電壓基波頻率輸出（突加與突卸20Ω負載）
圖11 整流橋直流側(cè)電壓（突加與突卸40Ω負載）
圖12 整流橋直流側(cè)電壓（突加與突卸20Ω負載）
圖13 SVG直流側(cè)電容電壓（突加與突卸40Ω負載）
圖14 SVG直流側(cè)電容電壓（突加與突卸20Ω負載）
4 結(jié)語
從以上的實驗和仿真結(jié)果可以看出，本文提出的采用PLL跟蹤基波頻率，帶SVG的勵磁控制方案對于帶整流橋負載的雙繞組異步發(fā)電機有很好的動態(tài)和穩(wěn)態(tài)性能，有進一步進行研究的價值。這種勵磁方法雖然只針對帶整流橋負載的直流電壓的穩(wěn)定問題進行了研究，也可推廣到其它負載。