0 引言

    電力作為一種潔凈的二次能源，為人類社會當(dāng)今的文明做出了巨大的貢獻(xiàn)，可是，在當(dāng)今能源逐漸減少的情況下，電能的供給也會出現(xiàn)緊缺的現(xiàn)象。眾所周知，電動汽車的蓄電池將電網(wǎng)上的電能儲存，供給電動汽車日常使用；當(dāng)蓄電池電量充足，而電網(wǎng)上能源匱乏時，電能可以逆變并網(wǎng)，這樣能一定程度上緩解電網(wǎng)的壓力。這種能夠?qū)崿F(xiàn)能量可雙向傳遞的充放電機(jī)^[1]應(yīng)運(yùn)而生。

    在充放電機(jī)技術(shù)應(yīng)用中，三相電壓型變換器因其效率高、體積小、重量輕和控制方便等優(yōu)點起到交直變換不可替代的作用,能實現(xiàn)電能的“綠色交換”^[2]。并且因在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下交流側(cè)電流的控制不存在電流靜差而被越來越多地采用，但在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下，三相電壓型變換器的d、q軸電流之間存在耦合，導(dǎo)致有功和無功電流不能獨立的控制，給控制帶來一定的困難，因此電流的解耦控制非常重要。本文建立了充放電機(jī)變流器在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，理論上分析了耦合產(chǎn)生的原因；介紹了交叉解耦控制因其實現(xiàn)簡單、穩(wěn)態(tài)性能較好能被廣泛使用，但其暫態(tài)性能較差，對于充放電機(jī)的變換器模塊需要不斷充電、放電使用顯然不能達(dá)到控制的要求。因此，采用利用狀態(tài)的反饋以達(dá)到解耦目的的狀態(tài)反饋解耦控制^[3]來實現(xiàn)電流超調(diào)量小、調(diào)節(jié)時間短的目的是必要的，仿真結(jié)果表明了其動態(tài)響應(yīng)特性得以有效地改善。

1 充放電機(jī)變換器裝置的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    充放電機(jī)變換器裝置拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖1所示，三相電壓型PWM變流器采用以IGBT為開關(guān)管的全控器件三相橋式結(jié)構(gòu)，能很好的解決傳統(tǒng)的相控電路存在的功率因數(shù)低、線路損耗大、諧波污染嚴(yán)重和產(chǎn)生電磁干擾的問題^[4]。當(dāng)其做電壓型PWM整流器時，實現(xiàn)電網(wǎng)給蓄電池組充電時AC/DC的整流，整流后的直流電實現(xiàn)給后級的直流母線大電容充電；當(dāng)其做DC/AC電壓型PWM逆變器時，通過設(shè)定的控制策略控制IGBT的開關(guān)將母線電容上的電壓逆變成三相交流電并網(wǎng)。與傳統(tǒng)的相控整流電路相比，此模塊具有體積小、重量輕和響應(yīng)速度快的優(yōu)點^[5]。

    圖1中，e_a、e_b和e_c分別為電網(wǎng)的三相電壓。L為交流側(cè)電感，主要作用是限制開關(guān)器件所產(chǎn)生的高次諧波電流，其值應(yīng)當(dāng)適當(dāng)，太小會使電源電流中的高次諧波含量增加，而太大將影響控制時電源電流跟蹤指令信號的速度^[6]。R為表示電感損耗、線路損耗及開關(guān)器件通態(tài)損耗和開關(guān)損耗的等效電阻。C為直流側(cè)母線電容，其主要功能為：一是吸收開關(guān)器件高頻開關(guān)動作在輸出直流電壓中造成的紋波；二是當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時，在變換器的慣性延時期間將輸出直流電壓的波動維持在限定范圍內(nèi)。i_dc為流經(jīng)負(fù)載電阻的負(fù)載電流大小，u_dc為直流母線電容的端電壓，i_a、i_b、i_c為交流側(cè)三相相電流的大小。

2 三相電壓型PWM變流器的數(shù)學(xué)模型

    假設(shè)三相電網(wǎng)對稱、平衡且沒有零序分量，對于這種三相無中線系統(tǒng)^[7]，根據(jù)基爾霍夫定律可以得到三相電壓型變流器在三相靜止ABC坐標(biāo)系數(shù)學(xué)模型中的電壓方程。

    為實現(xiàn)電流無靜差控制和優(yōu)良的動靜態(tài)性能，通過恒功率PARK變換可以把三相變量從三相靜止坐標(biāo)系變換至兩相坐標(biāo)系中，變換前后保持功率恒定。在恒功率PARK變換下，三相電壓型變換器在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的電流微分方程：

    式(3)或式(4)清楚地說明三相電壓型變換器是一個雙輸入、雙輸出的多變量系統(tǒng)。與單變量系統(tǒng)不同，多變量系統(tǒng)d軸與q軸變量互相耦合，耦合項的存在將影響控制系統(tǒng)的穩(wěn)定以及靜態(tài)和動態(tài)特性，并使系統(tǒng)的控制參數(shù)的設(shè)計變得復(fù)雜，會給控制帶來一定的困難。

    為此可采用前饋解耦控制策略，當(dāng)電流調(diào)節(jié)器采用PI調(diào)節(jié)時^[8]，其電流調(diào)節(jié)器方程為：

    圖2即為該前饋交叉解耦控制的結(jié)構(gòu)框圖。該交叉解耦控制方法的實質(zhì)是根據(jù)耦合項進(jìn)行變量匹配，其實現(xiàn)簡單，并且在整個過程中是穩(wěn)定的，可以使系統(tǒng)獲得很好的穩(wěn)定性能；但暫態(tài)性能較差，這是因為在暫態(tài)過程中，系統(tǒng)的相對開環(huán)增益系數(shù)在變化，因此會造成系統(tǒng)暫態(tài)時控制精度的欠缺。

    與交叉解耦控制的變量匹配方法不同，為提高PWM變換器的動態(tài)特性，本文采用狀態(tài)反饋解耦控制策略。該方法的思路是利用狀態(tài)的反饋以便較好地實現(xiàn)動態(tài)時有功功率和無功功率的解耦目的，其結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。此時系統(tǒng)方程為：

3 Simulink系統(tǒng)仿真與結(jié)果分析

    基于以上分析，在MATLAB/Simulink環(huán)境中搭建了充放電機(jī)變換器裝置的仿真模型。設(shè)定電網(wǎng)電壓e_a、e_b、e_c的峰值電壓為310 V，相位互相差120°，頻率為50 Hz；交流側(cè)電感L=4 mH，等效電阻R=1 Ω，直流母線電容C為1 700 μF，直流側(cè)給定電壓630 V。

    一般情況下，令式(6)K(S)中K₁₁=K₂₂=0，K₁₂=Lω，K₂₁=-Lω，此時系統(tǒng)方程中d、q軸之間的耦合將安全解除。根據(jù)該控制狀態(tài)反饋控制策略搭建的基于V2G應(yīng)用的充放電機(jī)變換器的Simulink仿真模型如圖4所示。

    設(shè)置仿真時間為0.6 s，得到直流側(cè)的電壓u_o和充電時的電流i_o的波形如圖5所示，從圖中可以看出，直流母線電容電壓基本恒定在給定參考電壓630 V； 為方便觀察，50倍的充電電流波形也能迅速趨于穩(wěn)定，且均超調(diào)量小，調(diào)節(jié)時間短。

    設(shè)置該V2G充放電機(jī)以6 A的恒定電流給母線電容充電，在仿真時間為0.1 s時切換至以10 A的恒定電流放電逆變并網(wǎng)，總體仿真時間設(shè)置為0.2 s，觀察基于狀態(tài)反饋解耦控制策略的V2G充放電機(jī)在整流逆變交替進(jìn)行時電網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓的波形，如圖6所示。

    從圖6的仿真結(jié)果中可以看出，采集到的A相電流圖中，曲線1為采用傳統(tǒng)的交叉解耦控制，曲線2為采用狀態(tài)反饋解耦控制。在仿真時間0~0.1 s內(nèi)，V2G充放電機(jī)工作在整流階段；在0.1~0.2 s內(nèi)，將該V2G充放電機(jī)的工作模式切換至逆變階段。相比較可以看出，采用狀態(tài)反饋解耦控制時電流的超調(diào)量較小，而且動態(tài)響應(yīng)速度較快；此外，當(dāng)充放電機(jī)在0.1 s進(jìn)行充放電轉(zhuǎn)換時，采用狀態(tài)反饋解耦控制切換時間較短、功率因數(shù)較高，從而驗證了狀態(tài)反饋解耦控制在V2G充放電機(jī)應(yīng)用中的良好特性。

4 結(jié)論

    三相電壓型PWM變換器是整個V2G充放電機(jī)的核心裝置，本文針對充放電機(jī)工作時需要不斷地切換工作模式，而傳統(tǒng)d、q軸下交叉解耦控制動態(tài)性能較差的特點，采用了能使電流超調(diào)量小、調(diào)節(jié)時間短的狀態(tài)反饋解耦控制策略。通過搭建整個系統(tǒng)的Simulink仿真模型，仿真結(jié)果表明該控制策略能較好地實現(xiàn)三相電壓型PWM變換器有功功率和無功功率的解耦控制，具有較好的動態(tài)特性，對仿真結(jié)果進(jìn)行分析，證明了本文采用的控制策略在V2G充放電機(jī)應(yīng)用中的有效性和可行性。

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